Tài liệu Tính toán số kênh truyền cực đại trong hệ thống WDM có EDFA mắc chuỗi dưới tác động của hiệu ứng FWM và nhiễu ASE tích lũy

Tính toán số kênh truyền cực đại trong hệ thống WDM có EDFA mắc chuỗi dưới tác động của hiệu ứng FWM và nhiễu ASE tích lũy Calculating the Maximum Number of Channels in WDM System Using EDFA Cascade under the Impact of FWM Effect and ASE Accumulation Nguyễn Văn Tuấn, Nguyễn Tấn Hưng Abstract:.In WDM system using EDFA cascade, as the number of channels increase and the WDM channels could be transmitted over a distance of thousands km, they cause the increase in four-wave mixing effect which is the most serious fiber nonlinearity. Besides that, the system is influenced by the accumulation of amplified spontaneous emission (ASE) and gain peaking effect. These lead to decrease system performance and limit the number of channels. The maximum number of channels transmitted correspondent to the acceptable optical signal-to-noise ratio (OSNR) in WDM system with EDFAs cascade under the impact of FWM effect and ASE accumulation is calculated in this paper. I. GIỚI THIỆU Trong hệ thống ghép kênh quang phân chia theo bước sóng WDM (Wavelength Division Multiplex) có các EDFA mắc chuỗi, khi số kênh tăng lên và các kênh này được truyền qua một khoảng cách lớn hàng ngàn km thì hiệu ứng trộn bốn bước sóng FWM (Four-Wave Mixing) - hiệu ứng phi tuyến sợi nghiêm trọng nhất - sẽ tăng lên, cùng với những tác động do chuỗi các EDFA gây ra như nhiễu phát xạ tự phát tích lũy (ASE) và hiệu ứng làm hẹp phổ khuếch đại sẽ làm suy giảm chất lượng hệ thống. Vì thế, việc xác định số kênh cực đại là rất cần thiết để biết được khả năng tăng dung lượng nhằm khai thác hiệu quả hệ thống đã và đang sử dụng. Bài báo tiến hành xây dựng thuật toán tính số kênh quang cực đại trong hệ thống thông tin sợi quang ghép kênh theo bước sóng mật độ cao DWDM (Dense-WDM) với khoảng cách truyền dẫn cực lớn (hàng ngàn km), tốc độ bit cao có các EDFA mắc theo dạng chuỗi, thoả mãn tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang OSNR cho trước tại đầu vào máy thu quang. Sau đó, ứng dụng để tính toán số kênh quang cực đại cho một tuyến thông tin sợi quang WDM thực tế, là tuyến cáp quang biển từ Tuas (Singapore) đến Shantou (Trung Quốc), thuộc Segment 2 của hệ thống cáp quang ngầm SEA-ME-WE 3 - một trong những hệ thống cáp quang biển lớn nhất thế giới mà Việt Nam tham gia (trạm cập bờ ở xã Hòa Hải - Đà Nẵng). II. CÁC THÀNH PHẦN NHIỄU VÀ OSNR Trong các hệ thống WDM hiện nay, nơi mà công suất quang mỗi kênh nhỏ hơn 20mW và tốc độ bit mỗi kênh nhỏ hơn 10Gbit/s thì các hiệu ứng phi tuyến sợi như SRS (Stimulated Brillouin Scattering), SPM (Self Phase Modulation) và XPM (Cross Phase Modulation) nhỏ hơn nhiều so với hiệu ứng trộn bốn bước sóng FWM và có thể bỏ qua [6]. Lúc đó, nhiễu trộn bốn bước sóng FWM và nhiễu phát xạ tự phát ASE được xem như là thành phần chính làm suy giảm dung lượng và cự ly truyền dẫn của hệ thống. FWM Pijk tại tần số fi j k = fi + fj - fk được biểu diễn 1. Nhiễu trộn bốn bước sóng FWM bởi biểu thức sau [6]: 1024π 6 ⎡M ⎤ 2 Pi Pj Pk exp ⎢∑ (− 2 A ( m ) )⎥ Pijk = 4 2 2 (dχ ) 2 n0 λ c Aeff ⎣ m =1 ⎦ Hệ thống WDM tiêu biểu có các EDFA mắc chuỗi gồm M phân đoạn và (M-1) bộ khuếch đại đường truyền EDFA được biểu diễn như hình 1. trong đó mỗi phân đoạn có chiều dài L(m) (m = 1..M). Việc bù tán sắc được thực hiện bằng cách chèn các đoạn sợi bù tán sắc có chiều dài thích hợp lên trên đường truyền. Có hai loại sợi quang được dùng để truyền tín hiệu là sợi truyền - chiếm hầu hết chiều dài tuyến - và sợi bù tán sắc. Việc bù tán sắc cho toàn tuyến có thể được thực hiện theo hai cách: trên từng phân đoạn hoặc trên một vài phân đoạn. Cách thứ nhất, mỗi phân đoạn chiều dài L(m) có hai đoạn sợi quang I và II được đặc trưng bởi tham số tán sắc D1,2 ( m) 1, 2 và chiều dài L , sao cho: ( ( L1m ) + L(2m ) = L( m ) và D1L1m) + D2 L(2m) ≈ 0 Cách thứ hai, tán sắc được bù có chu kì sau I phân I đoạn sao cho ∑ (D L k =1 (k ) 1 1 + D2 L(2k ) ) ≈ 0 . Hiệu ứng FWM được hình thành do sự tương tác của 2 hoặc 3 sóng quang có bước sóng (tần số) khác nhau và tạo ra một thành phần tần số mới fi j k = fi + fj - fk (trong đó fi, fj, fk là tần số các sóng quang, k ≠ i, j). Như được cho trong hình 1, công suất nhiễu FWM tại đầu cuối đường truyền bằng tổng các công suất nhiễu Pi j k(m) được tạo ra trong các phân đoạn m, truyền tuyến tính qua phần sợi quang còn lại và cũng được khuếch đại bởi các bộ EDFA. Vì thế công suất nhiễu Pi Pj Pk L(1) Gi(1) Gj (1) Gk(1) L(2) Gi(2) Gj (2) Gk(2) GF(2) GF(1) × ∑ ⎢∏ ( ⎣ M m =1 M −1 ×∏ l =m ⎡ m −1 l =1 ) ⎡ m −1 ⎤ Gi(l ) G (jl ) G k(l ) × exp ⎢∑ − 2 A (l ) + i∆ψ ( l ) ⎥ ⎣ l =1 ⎦ ( ) i ( G )× ⎛⎜⎜ 1 − exp[(α− α− i+ β∆β )L ] + ∆ (l ) F [ 1 ⎝ 1 1 exp (− α 1 + i∆β 1 )L ( m) 1 ] (m) 1 1 [ 1 − exp (− α 2 + i∆β 2 )L(2m ) × α 2 − i∆β 2 (1) ]⎞⎤ ⎟ 2 ⎟⎥ ⎠⎥ ⎦ Trong đó: M ( Pijk = ∑ Pijkm ) :công suất nhiễu FWM tại fijk ; m =1 n0: chiết suất của sợi; λ: bước sóng [m]; c: vận tốc ánh sáng [m/s]; d: hệ số suy giảm (d = 3 nếu i = j ≠ k, d = 6 nếu i ≠ j ≠ k) χ: độ nhạy cảm phi tuyến bậc ba (third-order nonlinear susceptibility) [m3/W.s]; Pl (l=i,j,k) : công suất vào của các kênh [W]; Aeff: diện tích hiệu dụng của lõi sợi, gần đúng bằng diện tích thật sự của lõi sợi [m2]; ( α1,2: hệ số suy hao sợi L1m) và L(2m) trong mỗi đoạn [1/m]; A(m) = 1 (α1L1(m) + α2L2(m)): suy hao trong phân đoạn 2 m; Gl(m) (l = i, j, k, F): độ khuếch đại của bộ khuếch đại thứ m tại tần số fl ; Gi(M-1) Gi(M-2) (M-2) (M-1) Gj Gj ∆β1,2: sự không phối Gk(M-1) Gk(M-2) hợp pha (phase L(M-1) L(M) mismatch) của các sóng (M-1) (M-2) fi, fj, fk tương ứng với sợi GF GF Pij k(1) ( m) L1 Pij k(2) và L(m) [rad/m], 2 ∆β1,2 được tính như sau: Pij k(M-2) Pij k(M1) Pij k(M) Hình 1. Cấu hình hệ thống đa kênh có các EDFA mắc chuỗi dùng để phân tích nhiễu FWM ∆β1, 2 = ( f i − f k )( f j − f k ) 2πλ2 k × c (2) ⎡ λ2 dD1, 2 (λk ) ⎤ k ⎢ D1, 2 (λk ) − ( f i − f k ) − ( f j − f k ) 2c dλ ⎥ ⎦ ⎣ trong đó D1,2 là hệ số tán sắc sợi và dD1,2/dλ là độ biến [ ] ( thiên tán sắc theo bước sóng tương ứng của sợi L1m) và ( m) L2 tại bước sóng λ = λk. đường truyền cũng được khuếch đại tại các EDFA tiếp theo như tín hiệu. Tuy nhiên cứ mỗi lần được khuếch đại nhiễu này lại được tích lũy thêm một thành phần ASE mới do bộ khuếch đại tại đó sinh ra. Do đó, tại phía thu sẽ có sự tích lũy lớn của nhiễu ASE. Biểu thức tính công suất nhiễu ASE tích lũy PASEΣ ( f m ) tại fm cho tuyến có chuỗi các EDFA (hình 1) được cho trong [2] : ( ) ) × ∏ (exp (− 2 A ∆ψ(m) = ∆β1 L1(m) + ∆β2 L2(m) : sự không phối hợp pha PASE Σ ( f m ) = exp − 2 A ( M ) × tích luỹ (accumulated phase mismatch) trong phân đoạn m [rad]; ⎡ M −1 ⎢ ∑ PASEi ( f m ⎢ i =1 ⎣ Trong đó: Công suất của nhiễu FWM trên phụ thuộc chủ yếu vào công suất từng kênh, sự không phối hợp về pha ∆β1,2 của các thành phần sóng trộn (fi, fj và fk), chiều dài hệ thống và số bộ khuếch đại EDFA trên đường truyền. Ngoài ra, khi hệ thống có nhiều kênh thì tại một kênh fm nào đó sẽ có rất nhiều sóng FWM được hình thành từ các tổ hợp sóng khác nhau của các kênh trong hệ thống. Vì vậy công suất nhiễu FWM tổng PFWMΣ ( f m ) tại fm là [5]: PFWM ( f m ) = Σ ∑ ∑ ∑ Pijk fk = fi + fj− fm f j fi (3) 2. Nhiễu phát xạ tự phát ASE Trong các EDFA, ngoài các photon được bức xạ cưỡng bức còn có các photon được bức xạ tự phát không cùng pha với tín hiệu vào, gây ra nhiễu phát xạ tự phát ASE. Công suất nhiễu ASE PASEi ( f m ) tại tần số fm ở ngõ ra của một EDFA thứ i được biểu diễn theo biểu thức [2]: PASEi ( f m ) = (i m t n SPi hf m (G m ) − 1) B 0i (4) Trong đó: mt: số mode lan truyền trong quá trình phân cực; nSPi:hệ số bức xạ tự phát tại bộ khuếch đại thứ i; hf m : năng lượng photon tại fm; (i Gm ) : độ khuếch đại của EDFA thứ i tại fm; Boi : băng thông quang của bộ lọc quang thứ i; Khi các EDFA mắc chuỗi thì nhiễu ASE xuất hiện tại ngõ ra của các EDFA sau khi bị suy giảm trên M −2 (5) ( j +1) j =i )× G ( j +1) m )⎤⎥⎥ ⎦ A (i ) , (i=1..M) được cho như trong (1); Gm(i): độ khuếch đại của bộ khuếch đại thứ i tại tần số fm ; 3. Tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang OSNR Nhiễu trộn bốn bước sóng FWM và nhiễu ASE tích lũy là hai thành phần chính ảnh hưởng đến chất lượng của các hệ thống đa kênh khoảng cách dài. Inoue.K và các đồng nghiệp trong các công trình nghiên cứu của mình [4] đã kết luận rằng các sóng FWM được tạo ra tại cùng một tần số có thể được coi như nhiễu Gaussian với công suất nhiễu bằng tổng các công suất hợp thành. Do đó, OSNR tại tần số fm được cho bởi biểu thức sau [6]: OSNR ( f m ) = Psig ( f m ) PFWM Σ ( f m ) + PASE Σ ( f m ) (6) Trong đó : Psig ( f m ) , PFWMΣ ( f m ) và PASEΣ ( f m ) lần lượt là công suất tín hiệu, công suất nhiễu FWM tổng (biểu thức (3)) và công suất nhiễu ASE tích lũy (biểu thức (5)) tại đầu thu quang kênh fm. Psig(fm) được tính theo công suất vào Pin như sau: ⎡M ⎤ M −1 ( Psig ( f m ) = exp ⎢ ∑ ( − 2 A ( i ) ) ⎥ ∏ G mi ) Pin ⎣i =1 ⎦ i =1 (7) Công suất vào của các kênh được giả thiết bằng nhau và bằng Pin . III. THUẬT TOÁN TÌM SỐ KÊNH TRUYỀN CỰC ĐẠI Trong hệ thống WDM có sử dụng các EDFA mắc chuỗi, ba yếu tố ảnh hưởng đến dung lượng của hệ thống là: băng thông của sợi quang, nguồn laser phát và độ rộng phổ của các EDFA. Các hệ thống quang hiện nay thường sử dụng sợi quang làm việc trong vùng cửa sổ bước sóng thứ 3 (băng C), là vùng bước sóng suy hao thấp và có băng tần rất rộng từ 1530,3 đến 1567,1 nm [3]. Ngoài ra, các nguồn laser phát Bắt đầu Nhập: - Các thông số sợi quang - Cấu hình tuyến - OSNR yêu cầu: OSNRref - Băng thông tuyến: ∆λ, λ1 - Số kênh khởi động: K = 1 - Công suất tín hiệu vào Pin= P0 P FWM Σ P ( λ1) sig ( λ1, K , Pin ) + P ASE Σ Giả sử kênh 1 là kênh có OSNR nhỏ nhất: - OSNRmin = OSNR(λ1, K, Pin) - min = 1 ; i = 1 Khi băng thông hệ thống bị giới hạn ở giá trị nhất định, số kênh WDM tăng lên sẽ đồng nghĩa với mật độ kênh dày đặc. Điều này càng làm tăng công suất nhiễu FWM, dẫn đến càng làm suy giảm OSNR của các kênh. Trên cơ sở các biểu thức (3), (5), (6) ở trên, chúng tôi tiến hành lập lưu đồ thuật toán tìm số kênh cực đại cho tuyến WDM có EDFA mắc chuỗi, được biểu diễn như hình 2. - Tính OSNR của kênh thứ 1: OSNR ( λ1, K , Pin ) = được sử dụng phổ biến trong các hệ thống WDM mật độ cao là loại laser DBR (Distributed Bragg Reflector) với cấu trúc siêu cách tử SSG (Super Structure Grating) [1], đây là loại laser có dải điều chỉnh bước sóng được mở rộng đến 100 nm mà không làm thay đổi công suất phát. Do đó, trong ba yếu tố nêu trên chỉ có EDFA là làm giới hạn dung lượng của hệ thống. Đặc biệt khi hệ thống sử dụng chuỗi các EDFA, hiệu ứng làm hẹp phổ khuếch đại làm băng thông của toàn hệ thống bị giới hạn phần lớn. ( λ1) Đầu tiên nhập các thông số của sợi quang, cấu hình tuyến (bao gồm chiều dài các sợi truyền L1(m), các sợi bù tán sắc L2(m) trong từng phân đoạn và độ khuếch đại của từng EDFA), băng thông tuyến ∆λ và tỉ số tín K = K +1 i = i +1 - Tính công suất vào tối ưu: Pmax Đ i>K Pmax = PASEΣ (λ min ) 3 2 PFWMΣ (λ min , K , Pin ) / Pin S λi = λ1 + (i-1) ∆λ K −1 - Tính OSNR của kênh thứ i: OSNR(λi, K , Pin) = S P (λ i ) sig P (λi, K , Pin) + P (λi ) FWMΣ ASEΣ OSNR(λi, K, Pin)OSNRref S - Số kênh truyền cực đại: K-1 - Công suất truyền tối ưu: Kết thúc Hình 2. Lưu đồ thuật toán tính số kênh truyền cực đại cho tuyến WDM các EDFA mắc chuỗi Đ hiệu trên nhiễu quang yêu cầu OSNRref mà các kênh phải thoả mãn (chi tiết về các tham số có trong bảng 1). Đặt số kênh khởi động ban đầu cho hệ thống K bằng 1. Trong quá trình tính toán, các kênh truyền được đặt một cách đều đặn với khoảng cách giữa các ∆λ K −1 kênh bằng trong phạm vi giới hạn của băng thông hệ thống ∆λ. Tương ứng với số kênh là K và công suất tín hiệu vào Pin = P0 được định sẵn cho các kênh, tính tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang của tất cả các kênh bằng cách tính công suất các nhiễu FWM, ASE tích luỹ và công suất tín hiệu tại đầu thu quang từng kênh (theo (6)). Sau đó so sánh OSNR của các kênh để tìm ra kênh (kênh min) có tỉ số OSNR nhỏ nhất (OSNRmin) dùng cho việc so sánh với OSNRref. Tuy nhiên tại kênh min này với Pin=P0, OSNRmin chưa đạt được giá trị lớn nhất có thể vì OSNRmin thay đổi theo Pin như biểu thức sau (suy ra từ (6)): ( ) ⎤ M −1 ( m ) ⎡M exp ⎢ ∑ − 2 A( m) ⎥ ∏ Gmin Pin ⎦ m =1 ⎣m =1 OSNR (λmin , K , Pin ) = (8) 3 aPin + PASEΣ (λmin ) Trong đó a chính là nhiễu FWM tại kênh λmin khi Pin = 1W, a được tính như sau: a= PFWM Σ ( λ min , K , Pin ) 3 Pin (9) Vì vậy bằng việc xem OSNRmin như là hàm hữu tỉ bậc ba theo Pin (công thức (8)), chúng tôi tìm được Pmax được gọi là công suất ngõ vào tối ưu mà tại đó OSNR của kênh min đạt giá trị lớn nhất như sau: Pmax = PASE Σ ( λ min ) 3 2 PFWM Σ ( λ min , K , Pin ) / Pin IV. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THẢO LUẬN Tiếp theo, chúng tôi ứng dụng lưu đồ thuật toán đã được xây dựng ở hình 2 để tiến hành mô phỏng tính số kênh truyền cực đại cho tuyến cáp quang biển từ Tuas đến Shantou thuộc Segment 2 của mạng cáp ngầm SMW3. Tuyến này có tổng chiều dài bằng 7100 km, sử dụng 63 bộ khuếch đại EDFA. Hiện tại trên hệ thống SMW3 có 8 kênh quang (λ từ 1554nm đến 1561nm), khoảng cách giữa các kênh là 1nm với tốc độ bit mỗi kênh 2,5Gbit/s. Trạm cáp biển quốc tế Đà Nẵng (Dngcs) của Việt Nam là một trạm cập bờ của tuyến quang này nằm trong Segment 2 của hệ thống SMW3, đang sử dụng bước sóng λ3 và λ6. Các thông số của các loại sợi quang, cấu hình tuyến ( bao gồm chiều dài các loại sợi DSF ( L1m ) ), NDSF ( L (2m ) ) trong từng phân đoạn và các thông số của các bộ khuếch đại EDFA cùng với các thông số tính toán khác được lấy trực tiếp từ tuyến cáp quang biển từ Tuas đến Shantou (chi tiết có trong [7] và các thông số chính được cho trong bảng 1). Trong tính toán, cấu hình mạng cáp ngầm dưới biển với chu kì bù tán sắc và vị trí các EDFA của nó được giữ nguyên. Với việc chèn có chu kì các bộ cân bằng thụ động PEU (Passive Equalizer Unit) trên đường truyền nhằm giảm hiệu ứng làm hẹp phổ khuếch đại và cấu hình thực tế tuyến thì độ rộng phổ của hệ thống là 20nm từ bước sóng 1544 nm. Độ khuếch đại của các EDFA được điều chỉnh sao cho bù chính xác vào suy hao sợi của phân đoạn trước đó, nghĩa là: [( )] exp − 2 A ( m ) G ( m ) = 1 (11) trong đó A(m) và G(m) được cho như trong biểu thức (10) (1), giả sử độ khuếch đại G (m) của các EDFA là bằng nhau đối với các kênh khác nhau. Tóm lại với K kênh ta đã tìm ra được OSNR lớn nhất OSNR(λmin, K, Pmax) tại kênh có OSNR nhỏ nhất trong K kênh truyền. So sánh giá trị này với OSNRref, nếu OSNR(λmin, K, Pmax) lớn hơn thì tăng K lên 1 đơn vị. Việc tính toán kết thúc khi với K nào đó OSNR(λmin, K, Pmax) < OSNRref. Ứng với cấu hình các bộ thu quang hiện có trên hệ thống SMW3, tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang OSNR yêu cầu tại đầu vào các máy thu quang là 20dB. Bằng ngôn ngữ lập trình Mathcad2002 và sử dụng lưu đồ thuật toán đã đưa ra (hình 2) và các thông số tính toán cho trong bảng 1, số kênh truyền cực đại được tìm ra Bảng 1. Cấu hình tuyến cáp quang biển ngầm từ Tuas đến Shantou [7] và các tham số tính toán. Tham số Chiết suất sợi n0 D1 (DSF) D2 (NDSF) dD/dλ Suy hao sợi, α1 = α2 = α Diện tích lõi sợi, Aeff Giá trị 1.5 -2 ps/nm.km 19 ps/nm.km 0,07 ps/nm2.km (*) Trong hình 4, có sự thay đổi OSNR ở các kênh khi công suất ngõ vào Pin thay đổi. Mặc dù với Pin = 1mW tại phần lớn các kênh, OSNR lớn hơn trường hợp Pin = 0,76mW (công suất ngõ vào tối ưu Pmax), tuy nhiên tại bước sóng λ27 của nó lại cho OSNR bằng 19,4dB nhỏ hơn OSNR yêu cầu (20dB). 25 28.13 1544 nm : Chiều dài các sợi truyền DSF và sợi bù NDSF trong từng phân đoạn được cho đầy đủ trong [7] Từ hình 3 ta thấy, tại các kênh khác nhau thì công suất nhiễu FWM khác nhau, do đó nhiễu tổng cũng khác nhau ở các kênh. Tại kênh thứ 27 có bước sóng λ27 = 1553,36 nm, PFWM và nhiễu tổng (Total Noise) có giá trị lớn nhất. Vì thế kênh này có chất lượng kém . 31.25 34.38 37.5 40.63 . 43.75 46.88 50 1540 1545 1550 1555 Wavelength (nm) 1560 1565 FWM Noise Total Noise 0,2 dB/km 5,0×10-7 cm2 Độ nhạy cảm phi tuyến bậc 3 , χ 4.10-15 m3/W.s Chiều dài tuyến (*) 7100 km Số phân đoạn M 64 Số bộ EDFA R3 63 bộ Độ khuếch đại của các EDFA G(m) được tính sao cho bù đủ suy hao sợi phân đoạn trước đó Hệ số phát xạ tự phát nSP 1.58 Băng thông bộ lọc quang B0 0,1 nm Số mode lan truyền mt 2 Tốc độ bit, Rb 2,5 Gb/s OSNRref yêu cầu 20 dB 20 nm Băng thông tuyến, ∆λ Bước sóng đầu tiên, λ1 nhất trong 56 kênh truyền, hay tỉ số tín hiệu trên nhiễu OSNR tại λ27 (kênh min) cũng bé nhất (hình 4). FWM noise (dBm), Total Noise (dBm) là 56 kênh (khoảng cách giữa các kênh δλ là 0,36 nm), trong khi hệ thống hiện hành chỉ có 8 kênh (δλ = 1 nm). Lúc này dung lượng của tuyến lên đến 56×2,5Gbit/s (140Gbit/s) gấp 7 lần so với dung lượng hiện nay của hệ thống. Ngoài ra, công suất ngõ vào tối ưu tính được là 0,67mW. Hình 3 biểu diễn công suất nhiễu FWM và nhiễu tổng tại tất cả các kênh của hệ thống với số kênh vừa tính được (56 kênh và Pin = 0,67mW). Hình 4 biểu diễn tỉ số OSNR của các kênh tại đầu vào các bộ thu quang của tuyến có 56 kênh trong hai trường hợp khác nhau của công suất ngõ vào, Pin bằng 0,67mW và 1mW. Hình 3. Công suất nhiễu trộn bốn bước sóng và nhiễu tổng tại tất cả các kênh của tuyến quang từ Tuas đến Shantou với 56 kênh truyền, Pin = 0,67mW ) B d ( o i t a R e s i o N o t l a n g i S l a c i t p O 24 23 22 21 20 19 1540 1545 1550 1555 Wavelength nm) ( 1560 1565 Pin = 0.67 mW Pin = 1 mW Hình 4. Tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang tại đầu vào các bộ thu quang ở các kênh ứng với Pin=0,67 mW và Pin=1 mW của tuyến từ Tuas đến Shantou với 56 kênh truyền. Trong khi đó ứng với công suất ngõ vào tối ưu Pin= Pmax= 0,76mW lại đạt được OSNR lớn hơn 20dB tại tất cả các kênh, với OSNR(λ27) bằng 20,16dB. Từ đây ta có thể thấy, việc tìm công suất vào tối ưu Pmax là rất quan trọng trong bài toán tìm số kênh truyền cực đại vì nó quyết định đến độ lớn của OSNR tại tất cả các kênh truyền của hệ thống. ) 30 B d ( o 27.5 i t a R e 25 s i o N o 22.5 t l a n g 20 i S l a c 17.5 i t p O 15 20 30 40 50 60 Total Number of Channels 70 V. KẾT LUẬN Hình 5. Tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang tối ưu tại kênh có chất lượng thấp nhất theo số kênh truyền ) W m ( l e n n a h C r e p r e w o P l a m i t p O 4 3.5 3 2.5 2 1.5 1 0.5 0 20 30 40 50 60 Total Number of Channels xuống thì số kênh truyền cực đại trên hệ thống tăng lên. Thêm vào đó, công suất phát tối ưu để đạt được OSNR như trong hình 5 cũng giảm xuống khi số kênh tăng (hình 6). Điều này được lý giải là do khi số kênh truyền tăng lên, công suất nhiễu trộn bốn bước sóng lớn, dẫn đến công suất nhiễu tổng tăng, OSNR giảm. Lúc này nếu công suất phát tăng càng làm cho OSNR giảm vì nhiễu FWM tỉ lệ theo hàm bậc 3 của công suất vào. Do đó, để đạt được OSNR lớn nhất thì công suất phát tối ưu phải giảm khi số kênh tăng như hình 6. Ngoài ra hai hình 5 và 6 chính là cơ sở để xác định số kênh truyền cực đại và công suất phát hợp lý cho tuyến cáp quang biển từ Tuas đến Shantou của hệ thống SMW3. 70 Hình 6. Công suất ngõ vào tối ưu theo số kênh truyền (trong trường hợp câc kênh được phát cùng mức công suất) Với thuật toán đã đưa ra (hình 2), một cách tương tự chúng tôi tiếp tục tính số kênh truyền cực đại cho tuyến cáp quang từ Tuas đến Shantou khi tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang yêu cầu thay đổi. Hình 5 và hình 6 lần lượt biểu diễn OSNR lớn nhất tại kênh có chất lượng kém nhất theo tổng số kênh truyền của hệ thống và công suất phát tối ưu Pmax cần thiết để đạt được các giá trị OSNR trên. Từ hình 5, ta thấy khi tổng số kênh truyền trên hệ thống tăng lên thì tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang lớn nhất tại kênh có chất lượng kém nhất giảm. Hay nói cách khác nếu OSNR yêu cầu giảm Với việc đưa ra lưu đồ thuật toán tìm số kênh cực đại và thực hiện mô phỏng trên tuyến WDM từ Tuas đến Shantou, thuộc Segment 2 của mạng cáp quang biển SMW3, bài báo đưa ra phương pháp xác định số bước sóng cực đại cho các tuyến quang WDM có các EDFA mắc dạng chuỗi thoả mãn OSNR yêu cầu cho trước, tạo cơ sở để mở rộng dung lượng cho hệ thống. Bài báo cũng đã tính được số kênh truyền cực đại cho tuyến cáp quang biển từ Tuas (Singapore) đến Shantou (Trung Quốc) là 56 kênh (khoảng cách giữa các kênh là 0.36 nm) với OSNR yêu cầu hiện hành trên hệ thống là 20dB. Kết quả của bài báo cũng đã nêu bật được ảnh hưởng của hiệu ứng trộn bốn bước sóng FWM và nhiễu ASE tích lũy đến hệ thống và đặc biệt là làm suy giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu quang, giới hạn số kênh truyền của hệ thống. Ngoài ra, tầm quan trọng của việc tối ưu công suất vào và cách tìm giá trị này để được OSNR lớn nhất cũng đã được tính đến. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] M. C. AMANN, Wavethength tunable laser diodes and their applications, University of Kassel, 1995. [2] P. C. BECKER, N. A. OLSSON, Erbiumdoped fiber amplifiers, Fundamentals and Technology, Academic Press, 1999. [3] G. FARRELL, Optical communications systems, Dense WDM and optical amplification, Dublin Institute of Technology, 2002. [4] I. P. KAMINOW, T. L. KOCH, Optical fiber telecommunication IIIA, Academic Press, 1997 [5] M. W. MAEDA, W. B. SESSA, W. I. WAY, A. YIYAN, L. CURTIS, R. SPICER, R. I. LAMING, The effect of four-wave mixing in fibers on optical frequency division multiplexed systems, Journal of Lightwave Technology, Vol. 8, No. 9, September 1990. [6] W. ZEILER, F. D. PASQUALE, P. BAYEL, J.MIDWINTER, FELLOW., Modeling of four-wave mixing and gain peaking in amplified WDM optical communication systems and networks, Journal of Lightwave Technology, Vol. 14, No. 9, September 1996. [7] OALW 16, General presentation of the overall SMW-3 system, Book 10 Section 3, Alcatel, 1997. Ngày nhận bài: 14/1/2004 SƠ LƯỢC TÁC GIẢ NGUYỄN VĂN TUẤN Sinh năm 1963 tại Đà Nẵng Tốt nghiệp ĐH Bách Khoa Đà Nẵng, chuyên ngành Điện Kỹ thuật, năm 1985, Tốt nghiệp ĐH Bách Khoa TP. HCM, chuyên ngành Điện Tử năm 1992. Nhận bằng thạc sỹ năm 1997 và bảo vệ Luận án Tiến sỹ năm 2003 tại trường Đại Học Bách Khoa Hà Nội, chuyên ngành Điện tử-Viễn thông. Hiện là Giảng viên chính Khoa Công nghệ Thông tin - Điện tử Viễn Thông, Trường ĐH Bách Khoa, ĐH Đà Nẵng. Hướng nghiên cứu chính: Hệ thống Thông tin Sợi quang và các ứng dụng. Email: [email protected] NGUYỄN TẤN HƯNG Sinh năm 1980 tại Đà Nẵng Tốt nghiệp ĐH Bách Khoa Đà Nẵng, chuyên ngành Điện tử Viễn thông, năm 2003. Hiện là Giảng viên Khoa Công nghệ Thông tin - Điện tử Viễn Thông, Trường ĐH Bách Khoa, ĐH Đà Nẵng. Hướng nghiên cứu chính: Hệ thống Thông tin Sợi quang và các ứng dụng. Email: [email protected]