Tài liệu Bài báo cáo-thiết kế mixer

  • Số trang: 20 |
  • Loại file: PDF |
  • Lượt xem: 205 |
  • Lượt tải: 0
quangtran

Đã đăng 3721 tài liệu

Mô tả:

LÍ THUYẾT MIXER: Mixer là một thiết bị chuyển đổi tần số, cho phép chuyển đổi tín hiệu giữa các tần số khác nhau. Trong các hệ thống thông tin, tại phía thu, nhờ mixer như trong hình 1, tần số RF được chuyển xuống tần số IF thấp hơn cho phép tăng tính chọn lọc (bộ lọc) và thiết kế các bộ khuếch đại dễ dàng hơn. Hình 1 – Vai trò của mixer ở máy phát và máy thu Đặc tính phi tuyến của một thiết bị mixer là cơ sở để thực hiện chức năng trộn tần. Những thiết bị này bao gồm FET, diode và các BJT. Mixer thường được dùng để nhân các tín hiệu ở các tần số khác nhau để thực hiện chuyển đổi tần số. Lí do thực hiện chuyển đổi tần số là do nếu thực hiện lọc trực tiếp với tần số trung tâm ở tần số cao tần thì sẽ đòi hỏi các bộ lọc có hệ số phẩm chất rất cao và rất khó thực hiện trong thực tế. Điều này sẽ được giải quyết nếu tần số sóng mang RF được đổi tần xuống trong một hệ thống thông tin. Một hệ thống thường gặp đó là các máy thu đổi tần (máy thu hetorodyne) được minh họa như trong hình 2: Hình 2 – Hệ thống máy thu đổi tần Tín hiệu RF sau khi được đưa qua khuếch đại tạp âm thấp, đưa vào mixer như là thành phần tín hiệu đầu vào, nó sẽ được nhân với tín hiệu có tần số f LO từ bộ tạo dao động nội. Tín hiệu thu được sau mixer chứa các thành phần tần số fRF± fLO sau khi qua lọc thông thấp được thành phần fRF – fLO được gọi là thành phần tần số trung tần (IF). Hai thành phần chính cấu tạo nên mixer là bộ kết hợp và bộ phát hiện. Bộ kết hợp sử dụng các bộ ghép nối định hướng 900 hoặc 180 0. Bộ phát hiện thường sử dụng một diode như một thiết bị phi tuyến. Tuy nhiên, những cấu hình gồm hai hoặc bốn diode cũng có thể được sử dụng. Bên cạnh diode, các phần tử phi tuyến khác như BJT, FET với hệ số tạp âm thấp và độ khuếch đại chuyển đổi cao cũng được sử dụng. Nguyên lí hoạt động cơ bản của Mixer Để thực hiện chức năng nhân tần số, phải sử dụng các thiết bị phi tuyến. Hình 3 miêu tả cách thức chuyển đổi tần số của một mixer với đầu vào là tín hiệu RFF VRF (t) và tín hiệu từ bộ dao động nội VLO (t) được xem như tín hiệu bơm. Hình 3 - Sơ đồ mixer, hai thành phần tần số đầu vào tạo các tần số mới ở đầu ra Cả diode và BJT đều có đặc tính truyền đạt là phi tuyến dạng mũ, biểu diễn như sau: I = I 0 (eV /VT − 1) Điện áp đầu vào được biểu diễn như tổng của tín hiệu RF vRF = VRF cos(ωRF t ) và tín hiệu LO vLO = VLO cos(ωLO t ) và một điện áp phân cực VQ: V = VQ + VLO cos(ωLO t ) + VRF cos(ωRF t ) Điện áp này đưa vào một thiết bị phi tuyến nên đặc tính dòng đầu ra có thể biểu diễn qua chuỗi Taylor khai triển quanh điểm hoạt động Q: 1 2  d2I   dI  I (V ) = I Q + V  + V  2  VQ + ... = IQ + VA + V 2 B + ....  VQ 2 d V   dV  Bỏ qua các thành phần phân cực VQ và IQ, thay biểu thức V vào I(V) thu được: I (V ) = A{VRF cos(ωRF t ) + VLO cos(ωLO t )} + B{VRF 2 cos2 (ωRF t ) + VLO 2 cos2 (ωLO t )} + 2 BVRF VLO cos(ωRF t )cos(ωLO t ) + .... Có thể viết lại như sau: I (V ) = ... + BVRF VLO {cos[(ωRF + ωLO )t ] + cos[(ωRF − ωLO )t ]} Như vậy, có thể thấy rằng, đặc tính phi tuyến của diode hoặc transistor tạo các thành phần tần số mới có dạng ωRF ± ωLO . Các biên độ cũng được khuếch đại lên với B là một hệ số phụ thuộc vào thiết bị. Ở trên, chuỗi Taylor mới chỉ biểu diễn đến số hạng thứ 3, tức là sản phẩm xuyên nhiễu bậ hai (V2B) các thành phần bậc cao hơn đã bị loại bỏ. Với diode hay BJT, các thành phần bậc cao này ảnh hưởng rõ đến hiệu năng của mixer. Xem xét trong miền tần số: Giả thiết rằng tần số trung tâm RF có hai thành phần tần số khác cách ωRF một khoảng ωW . Thành phần LO chỉ có một thành phần tần số tại ωLO . Sau khi thực hiện trộn tần, biểu diễn phổ gồm cả các thành phần được nâng tần và hạ tần như trong hình 4. Thông thường, quá trình đổi tần lên xảy ra ở phía phát và quá trình hạ tần thực hiện ở phía thu. Một số khái niệm thường được sử dụng như: - Dải tần dưới (Lower sideband): ωRF − ωLO - Dải tàn trên (Upper sideband): ωRF + ωLO - Hai dải tần (DSB): ( ωRF − ωLO , ωRF + ωLO ) Hình 4-Các thành phần sau khi đổi tần lên và đổi tần xuống Một vấn đề phải xem xét đó là việc xuất hiện tần số ảnh trong cùng dải tần được đổi tần xuống. Giả thiết một tín hiệu RF được đổi tần xuống với một tần số LO cho trước. Bên cạnh tín hiệu mong muốn, chúng ta có một thành phần tần số đối xứng với thành phần RF qua tần số IF. Thành phần RF được đổi tần như sau: ωRF − ωLO = ωIF Tuy nhiên, thành phần tần số ảnh cũng được chuyển đổi như sau: ωIM − ωLO = (ωLO − ωIF ) − ωLO = −ωIF Do vậy, cả hai phổ tần đều bị dịch đến cùng một vị trí tần số. Để tránh hiện tượng này cần có một bộ lọc loại tần số ảnh đặt trước mixer. Hình 5 – Vấn đề tần số ảnh Một số đặc tính quan trọng của Mixer - Conversion loss: Tỉ số giữa mức tín hiệu đầu ra mong muốn so với mức tín hiệu đầu vào (thường tính bằng dB) ứng với một mức công suất đầu vào LO. - High-side injection: khi tần số LO cao hơn so với tần số RF. - Low-side injection khi tần số LO thấp hơn so với tần số vào RF. - Hệ số tạp âm (Noise Figure): Tỉ số cường độ tín hiệu trên nhiễu đầu vào chia đầu ra đo tại 290K. - Điểm nén 1dB: Đối với các mức tín hiệu đầu vào nhỏ, cường độ đầu ra tăng tuyến tính theo cường độ tín hiệu đầu vào. Khi cường độ tín hiệu đầu vào tiếp tục tăng, conversion loss của mixer sẽ bắt đầu tăng. Điểm nén 1dB là mức cường độ tín hiệu đầu vào mà ở đó conversion loss được tăng lên 1dB. Mixer cần được dự trữ từ mức điểm nén 1dB này để bảo đảm tránh nguy cơ xuất hiện thêm các thành phần đầu ra không mong muốn.. - Điểm chặn bậc 3 (Third Order Intercept Point). Đây là một tham số chất lượng để đánh giá tính tuyến tính của mixer. Nó được đo bằng cách đưa hai thành phần thử (tone) gần nhau tại các tần số F1 và F2 vào đầu vào mixer. Các sản phẩm xuyên nhiễu bậc 3 từ các tone này với thành phần tần số FLO tại các tần số (2F1± F2)± FLO và (2F2± F1)± FLO. Trong trường hợp bộ đổi tần xuống, các sản phẩm xuyên nhiễu bậc ba đáng chú ý là (2F1-F2)- FLO và (2F2-F1)FLO do các thành phần này nằm gần với dải trung tần. Hình 6 - Đo điểm chặn bậc 3 Bản chất của điểm chặn bậc 3 là một điểm tưởng tượng, tại đó các thành phần xuyên nhiễu bậc 3 trở nên đủ lớn so sánh với các sản phẩm đổi tần xuống mong muốn. Mức các thành phần bậc 3 tăng gấp 3 lần so với mức tăng của mức tín hiệu đầu vào và mức các thành phần cơ bản đầu ra. Cường độ đầu ra tại điểm chặn bậc ba (TOIout) được tính toán như sau: (theo đơn vị dB) - Tính tuyến tính: Tính tuyến tính của một mixer là khả năng kiểm soát mức tín hiệu của nó. Một mixer có độ tuyến tính cao đồng nghĩa nó có TOI cao. - Tần số ảnh: Với các mixer có FLO > FRF thành phần này là FLO + FIF, với các mixer có FLO < FRF, thành phần này là FLO - FIF. Với các mixer đổi tần xuống, thành phần tần số ảnh vào mixer sẽ được đổi tần xuống và trùng vào thành phần tần số IF. Với các mixer đổi tần lên, thành phần này là một dải tần không mong muốn nếu không được lọc thích hợp thường ở cùng mức năng lượng với tín hiệu mong muốn. - Interport isolation (cách ly các cổng bên trong) là mức độ xuyên nhiễu giữa các cổng LO, IF, RF của mixer. Giá trị này tính theo dB, là sự suy giảm tín hiệu của một cổng tại đầu vào hoặc đầu ra cổng khác. Yếu tố quan trọng nhất của các cách ly này là sự suy giảm tín hiệu LO tại các cổng IF và RF, xuyên nhiễu LO là khó khăn chính trong việc thiết kế bộ phát và thu của hệ thống, và cách ly RF-LO ít được quan tâm bởi vì tín hiệu RF có các mức đầu vào thấp. Thường thì cách ly LO-IF sẽ nằm trong dải từ 0 đến 50dB, phụ thuộc vào cấu trúc mạch và cơ chế lọc ở các cổng. Thiết kế mixer một đầu ra (Single-ended Mixer) Đây là loại mixer đơn giản nhất nhưng hiệu quả không cao. Một ví dụ được minh họa trong hình 7 Hình 7-Hai loại mixer một đầu ra Các nguồn tín hiệu RF và LO được đưa vào một diode được phân cực bằng một mạch cộng hưởng được điều chỉnh đến tần số IF mong muốn. Một số tham số quan trọng cần lưu ý trong quá trình thiết kế là: - Tổn hao chuyển đổi (Conversion Loss) hoặc khuếch đại chuyển đổi giữa công suất tín hiệu RF và IF. - Hệ số tạp âm - Cách li giữa các cổng LO và RF - Tính phi tuyến Do các tín hiệu LO và RF không được phân cách về điện, nên có khả năng tín hiệu LO có thể gây nhiễu với sự thu nhận tín hiệu RF. Để đặc trưng cho điều này, người ta đưa ra khái niệm Conversion loss (CL) của một mixer (được tính bằng dB) là tỉ số giữa công suất cung cấp đầu vào chia cho công suất đầu ra IF nhận được: P  CL = 10 log  RF   PIF  Giá trị Conversion gain là nghịch đảo của giá trị CL. Bên cạnh, hệ số tạp âm của một mixer thường được định nghĩa tổng quát như sau: F= Pnout CGPn in Pnout và Pn in là công suất tạp âm tại đầu ra do tín hiệu đầu vào RF (tại RF) và tổng công suất tạp âm tại đầu ra (tại IF). Tính không tuyến tính thường được định lượng dựa vào sự nén chuyển đổi hoặc xuyên nhiễu. Nén chuyển đổi liên quan đến công suất đầu ra IF chỉ tỉ lệ tuyến tính với công suất đầu vào RF đến một điểm xác định nào đó rồi giảm dần. Điểm mà sự suy giảm đạt 1dB so với mức tuyến tính là một tham số quan tâm của mixer. Xuyên nhiễu liên quan đến ảnh hưởng của thành phần tần số thứ hai trong tín hiệu RF đầu vào. Để đánh giá ảnh hưởng này, hai tín hiệu thử (tone) được sử dụng. Nếu fRF là tín hiệu mong muốn và f2 là thành phần tín hiệu thứ hai, quá trình trộn tần tạo ra một thành phần tần số tại 2f 2-fRF ± fLO trong đó dấu ± biểu diễn đổi tần lên hoặc xuống. Ảnh hưởng của thành phần xuyên nhiễu này được biểu diễn trong cùng hình vẽ biểu diễn nén chuyển đổi. Hình 8 – Biểu diễn điểm nén 1dB và điểm chặn bậc 3 Điểm chặn (cắt) giữa đáp ứng đầu ra tuyến tính và đáp ứng thành phần xuyên nhiễu bậc 3 không mong muôn gọi là điểm chặn bậc ba là một tham số chất lượng chung, chỉ ra khả năng của một mixer để triệt tiêu ảnh hưởng này. Một số tham số khác cũng có thể được xem xét như sự cách li giữa các cửa RF và IF và dải động (dải biên độ mà không có sự suy giảm về hiệu năng). Việc thiết kế mixer theo cách này dựa trên sơ đồ tổng quát như hình 9. Các tín hiệu RF và LO được cấp ở đầu vào của một transistor hoặc một diode được phân cực. Các kĩ thuật phối hợp trở kháng ở đầu vào và đầu ra được thực hiện. Hình 9– Sơ đồ tổng quát thiết kế một mixer một đầu ra THIẾT KẾ BJT MIXER MỘT ĐẦU RA VỚI TẦN SỐ RF 1575.42 MHz: Mô hình sử dụng là BJT Motorola MMBR941. Đây là BJT có hệ số tạp âm thấp, được sử dụng ở dải tần rộng và tần số cao: có thể lên tới 3GHz. Tính toán phân cực cho transistor: VC và IC đã được xác định, chỉ cần tính toán dòng IB. VCC = 1V, ICE = 500uA và IBB thay đổi từ 1uA đến 10uA. ¥ I_Probe ICC pb_mot_MMBR941_19961020 Q1 DC_Feed DC_Feed1 VCE VBE DC_Block DC_Block2 V_DC VCC Vdc=1.0 V DC_Block DC_Block1 DC_Feed DC_Feed2 Term Term1 Num=1 Z=50 Ohm Term Term2 Num=2 Z=50 Ohm I_DC base_current Idc=IBB SIMULATIONS DC DC DC1 SweepVar="IBB" Start=1 uA Stop=10 uA Step=0.5 uA VARIABLES Var Eqn VAR VAR1 IBB=0 ICE , VBE-IBB, VCC=1V IBB BiasPoint..ICC.i 1.000E-6 1.500E-6 2.000E-6 2.500E-6 3.000E-6 3.500E-6 4.000E-6 4.500E-6 5.000E-6 5.500E-6 6.000E-6 6.500E-6 7.000E-6 7.500E-6 8.000E-6 8.500E-6 9.000E-6 9.500E-6 1.000E-5 BiasPoint..VBE 102.7 uA 154.5 uA 206.3 uA 257.9 uA 309.4 uA 360.8 uA 412.2 uA 463.4 uA 514.6 uA 565.7 uA 616.8 uA 667.8 uA 718.8 uA 769.6 uA 820.5 uA 871.3 uA 922.0 uA 972.7 uA 1.023 mA Rb 665.5 mV 676.2 mV 683.8 mV 689.6 mV 694.4 mV 698.5 mV 702.0 mV 705.1 mV 707.9 mV 710.4 mV 712.7 mV 714.8 mV 716.7 mV 718.6 mV 720.3 mV 721.9 mV 723.4 mV 724.8 mV 726.2 mV Rc 84529.635 49209.429 33115.916 24143.233 18520.552 14716.285 11998.583 9976.677 8424.296 7202.032 6219.680 5416.501 4750.222 4190.598 3715.466 3308.250 2956.328 2649.938 2381.418 2410.638 1602.222 1200.472 960.191 800.304 686.232 600.741 534.280 481.125 437.642 401.408 370.749 344.468 321.690 301.756 284.165 268.526 254.531 241.933 Eqn Rc=(0.25)/(ICC.i+IBB) Eqn Rb= (0.75-VBE)/IBB Kết quả: IBB = 5uA, ICC = 500 uA và Rb = 8424.296 Ohm, Rc = 481.125 Ohm chọn giá trị gần nhất thì Rb = 8.4kOhm, Rc = 480 Ohm. Kết quả ứng với các giá trị điện trở trên: freq ICC.i 0.0000 Hz VBE 518.7 uA VCE 708.3 mV 751.0 mV Khảo sát đặc tính làm việc của transistor ở chế độ tín hiệu lớn V_DC VCC Vdc=1.0 V VCCVolts DC_Feed DC_Feed1 R Rc R=470 Ohm VCE DC_Block DC_Block1 R Rb R=8200 Ohm DC_Block DC_Block2 pb_mot_MMBR941_19961020 Q1 P_1Tone PORT1 Num=1 Z=50 Ohm P=dbmtow(PwrIn) Freq=1575.42 MHz Vout Term Term2 Num=2 Z=50 Ohm Có hai cách để khảo sát đặc tính phi tuyến của transistor • Cách thứ nhất sử dụng Harmonic Balance thực hiện tăng công suất tín hiệu đầu vào (dBm) từ thấp (chế độ tín hiệu nhỏ) cho đến khi đạt đến trạng thái bão hòa để xác định điểm nén 1dB. Công suất tín hiệu đầu ra được tính toán như sau: PwrOut = dBm(HB.Vout[1]) với HB.Vout[1] là thành phần tần số cơ bản (1575.42 MHz). Độ khuếch đại đầu ra được tính như sau: Gain=Compression.HB2.HB.PwrOutCompression.HB2.HB2.HB.PwrIn. PwrOut v.s PwrIn -10 1.0m1 m1 PwrIn=-45.000 Gain=0.794 Gain 0.0 m2 m2 PwrIn=-20.000 Gain=-0.306 -0.5 -1.0 -1.5 m4 Compression..HB.PwrOut linear 0.5 m3 PwrIn=-20.000 linear=-19.209 m3 -15 -20 m4 PwrIn=-20.000 Compression..HB.PwrOut=-20.306 -25 -30 -35 -40 -2.0 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -45 PwrIn -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 PwrIn • Cách thứ 2 sử dụng khối mô phỏng Gain Compression trong ADS tính trực tiếp công suất ra và công suất vào tương ứng (dBm) tại điểm nén 1dB. Compression..inpwr[1] Compression..outpwr[1] -20.475 -20.678 Thực hiện phối hợp trở kháng: Mục tiêu là mạng đầu vào sẽ được phối hợp với thiết bị có trở kháng 50 Ω tại tần số RF và biểu diễn ngắn mạch đối với tần số IF (để ngăn tạp âm từ đầu vào được khuếch đại và ảnh hưởng đến tín hiệu IF ở đầu ra). Tương tự như vậy, mạng đầu ra phối hợp với trở kháng tải 50 Ω tại tần số IF và biểu diễn ngăn mạch tại tần số RF. Sơ đồ được mô tả như trong hình sau: Để thực hiện phối hợp trở kháng trước hết tính toán các tham số S11 và S22 của mạch mixer thô (chưa thực hiện phối hợp trở kháng). Bước đầu tiên là tính toán trở kháng vào tại phía RF khi đầu ra được kết cuối ngắn mạch; đồng thời cũng cần tính toán trở kháng ra tại phía IF khi đầu vào được kết cuối ngắn mạch. Ở đây, sử dụng các phần tử của ADS ZIP_Eqn để thực hiện điều này. Tại đầu vào, ZIN được thiết kế trở thành ngắn mạch tại tần số IF và hở mạch tại tần số RF. Điều này bảo đảm kết cuối ngắn mạch đầu vào khi tính S22 và bảo đảm S11 không bị ảnh hưởng tại tần số RF. Tại đầu ra, ZOUT được thiết kế trở thành ngắn mạch tại tần số RF và hở mạch tại tần số IF để tính toán S11. Ở đây, với thiết kế Single End BJT Mixer, tín hiệu RF và LO cùng được đưa vào cực B của transistor; mặt khác tần số LO và tần số RF gần nhau nên để cách li tín hiệu LO khỏi thành phần RF, ta sử dụng một tụ CLO có trị số nhỏ. (CLO= 0.2pF). Tổn hao ngược tại tần số RF lúc này là : //tính lại ở tần số 1.575 RLRF = −20 log ΓLO Trong đó, Γ LO f RF = f RF = −20 log(0.981) ≈ 0.17dB Z LO − 1 với Z LO = RLO + ZCLO . Z LO + 1 Tổn hao chèn khi có thêm tụ CLO là: ( ILRF = −10 log 1 − ΓLO 2 f LO ) ≈ −14.5dB Điều này có nghĩa là nếu nguồn tại LO có công suất là -20dBm thì công suất thực đưa vào transistor chỉ là -34.5dBm; lượng công suất tương đối lớn này ở LO dẫn đến việc phải điều chỉnh công suất cung cấp bởi bộ tạo dao động nội. Mạch tính toán trở kháng đầu vào và đầu ra (chưa phối hợp) Vbe Vce R Rb R=8.2 kOhm Vce R Rc R=470 Ohm V_DC VCC Vdc=1.0 V Vce Vce DC_F eed F dIbe Vce DC_F eed FdIce pb_mot_MMBR941_19961020 Q1 DC_Block BlkL1 R RL R=4700 Ohm DC_Block BlkL Vout SIMULAT IONS DC_Block DC_Block1 Term Term1 Num=1 Z=50 Ohm Z1P_Eqn ZIN Z[1,1]=Zif C C_LO C=0.5 pF Z1P_Eqn ZOUT Z[1,1]=Zrf R LOsrc R=50 Ohm Term Term2 Num=2 Z=50 Ohm S-PARAMETERS S_Param SP1 Start=47.74 MHz Stop=1575.42 MHz Step=1527.68 MHz VARIABLES m1 freq (47.74MHz to 1.575GHz) m2 freq (47.74MHz to 1.575GHz) m2 freq=47.74MHz RFIFmatch1..S(2,2)=0.975 / -1.472 impedance =Z0 * (38.912 - j40.208) m1 freq=1.575GHz RFIFmatch1..S(1,1)=0.662 / -131.438 impedance =Z0 * (0.243 - j0.429) Normalized input impedance to match at RF. VAR VAR8 Zif=if freq<100MHz then 0.001 else 1e99 endif Zrf=if freq>100MHz then 0.001 else 1e99 endif RFIFmatch1..S(2,2) RFIFmatch1..S(1,1) Var Eqn Normalized output impedance to match at IF. Kết quả trở kháng đầu vào RF là (12.15-j21.45) Ω và trở kháng đầu ra IF là (1945.6j2010.4) Ω - Phối hợp trở kháng ở đầu vào RF: Crf=105 pF. Lrf=2.83 nH. - Phối hợp trở kháng ở đầu ra IF: Thực hiện tương tự như trên ta được: CIF = 7.48pF LIF = 1.35 uH= 1350 nH. Thay thế L song song bằng một mạch LC song song tương đương. Giá trị của tụ điện đủ lớn để bảo đảm ngắn mạch với tín hiệu RF. Chọn L = 200 nH và C = 47 pF. Khi đó, trở kháng tương đương của mạch LC bằng với trở kháng của LIF. Cuối cùng ta được sơ đồ như sau: R Rc R=470 Ohm V_DC VCC Vdc=1.0 V I_Probe ICC R Rb R=8.2 kOhm L Lif L=200 nH R= R RL R=4700 Ohm DC_Block BlkL1 DC_Block BlkL2 L Lrf L=2.83 nH R= C CsIF C=7.84 pF pb_mot_MMBR941_19961020 Q1 C Crf C=105 pF P_1Tone PORT2 Num=2 Z=50 Ohm P=dbmtow(-50) Freq=Frf MHz C C_LO C=0.5 pF C CpIF C=47 pF Term Term3 Num=3 Z=50 Ohm P_1Tone PORT1 Num=1 Z=50 Ohm P=dbmtow(LOPwr) Freq=Flo MHz Sơ đồ Mixer đã phối hợp trở kháng CÁC KẾT QUẢ MÔ PHỎNG: • Phổ tần tín hiệu đầu ra của mixer: Vout 0 IF_spectrum m1 m1 freq=47.74MHz IF_spectrum=-38.817 -50 -100 -150 -200 0 2 4 6 8 10 12 freq, GHz • Conversion Gain: Khi giữ cố định PRF = -50 dBm, với PLO=-10dBm, ta thu được G=11.104 dB. Eqn ConvGain=P_IF+50 m1 LOPwr=-10.000 ConvGain=11.104 14 m1 ConvGain 12 10 8 6 4 2 -20 -18 • Điểm nén 1dB: -16 -14 -12 LOPwr -10 -8 -6 -4 Giữ cố định PLO = -10dBm, thay đổi giá trị PRF và tìm giá trị cường độ tín hiệu đầu vào mà độ khuếch đại giảm 1dB. Ta được tại điểm nén 1dB, giá trị cường độ tín hiệu đầu vào khoảng PRF ≈ -24 dBm. m1 RFPwr=-50.000 Gain=11.104 m2 RFPwr=-24.000 Gain=9.922 15 m1 m2 10 inpwr[1] 5 -14.525 0 Eqn Gain=HB.P_IF-HB1.HB1.HB.RFPwr -5 -10 -15 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 RFPwr 10 m1 RFPwr=-24.000 HB.P_IF=-14.078 0 Line1 HB.P_IF Gain outpwr[1] -24.632 -10 m2 RFPwr=-24.000 Line1=-12.897 m2 m1 -20 -30 -40 -50 -45 -40 -35 -30 -25 RFPwr • Điểm chặn bậc 3 (Third order Intercept point) Để xác định IIP3 và OIP3, ta thiết lập sơ đồ mô phỏng sau: -20 Vce R Rc R =470 O hm V_ DC VC C Vdc=1.0 V Vce Vce I_ Probe IC C R Rb R =8.2 kOhm L Lif L=200 nH R= Vbe D C _ Bloc k BlkL 2 L L1 L=2.83 nH R= Vin Vout C C s IF C =7.84 pF pb_ mot_ MMBR 941_ 19961020 Q1 C C rf C =105 pF P _nT one P OR T3 N um=1 Z=50 Ohm F req[1]=F rf+fspacing /2 F req[2]=F rf-fspacing /2 P [1]=dbmtow(R F Pwr) P [2]=dbmtow(R F Pwr) D C _ Bloc k BlkL 1 R RL R =4700 Ohm C C _LO C =0.5 pF C C pIF C =47 pF Term Term3 N um=3 Z=50 Ohm HA R M O NIC B A L A NCE H armonicBalance H B1 M axOrder=4 F req[1]=F lo F req[2]=F rf+fspacing /2 F req[3]=F rf-fspacing /2 Order[1]=7 Order[2]=3 Order[3]=3 U seKrylov=yes P_ 1Tone PO R T1 N um=2 Z=50 O hm P=dbmtow(L O Pwr) Freq=F lo P 0 P in IP 3out Var VAR Eqn fs pacing L O Pwr=-10 fs pacing=0.1 MH z R F Pwr=-50 Frf=1575.42 MH z Flo=1527.68 MH z Fif=Frf- Flo IP3out ipo1 IP3output=ip3_out(Vout,{-1,1,0},{-1,2,-1},50) P ifTone=dBm(mix(Vout,{-1,1,0})) C onvGain=P ifTone-R F P wr IP3input=IP3output-C onvGain Trong đó, sử dụng hai tín hiệu (tones) ở đầu vào với các tần số lần lượt là f1=f RF + fspacing và f2 = fRF – fspacing, với fspacing = 100 kHz. Kết quả phổ thu được ở đầu ra: m1 freq=47.79MHz Spectrum=-38.927 0 m1 Spectrum -50 -100 -150 -200 -250 -300 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 freq, GHz Có hai cách để xác định IIP3 và OIP3: - Cách 1: Sử dụng trực tiếp khối có sẵn IP3out trong ADS, ta thu được kết quả như sau (đơn vị dBm) freq Hz IP3output -1.378 IP3input -12.451 - Cách 2: Dựa trên phổ đầu ra, ta xác định hai thành phần gần với tần số trung tần và áp dụng công thức tinh OIP3, ta thu được kết quả như sau: freq TOI Hz m1 freq=47.79MHz Spectrum=-38.927 -1.378 Eqn TOI=1.5*m1-0.5*m2 0 m2 freq=47.89MHz Spectrum=-114.025 m1 Spectrum -50 m2 -100 -150 -200 -250 -300 50.0 49.9 49.8 49.7 49.6 49.5 49.4 49.3 49.2 49.1 49.0 48.9 48.8 48.7 48.6 48.5 48.4 48.3 48.2 48.1 48.0 47.9 47.8 47.7 47.6 47.5 47.4 47.3 47.2 47.1 47.0 freq, MHz Như vậy, ta thấy kết quả thu được theo hai cách là như nhau. • Hệ số tạp âm (Noise figure-NF) Để tính toán NF, ta sử dụng khối mô phỏng Harmonic Balance Simulation trong ADS, thực hiện phân tích tạp âm không tuyến tính, thiết lập nhiệt độ dựa trên khối điều khiển Options, nhiệt độ được thiết lập là 16.850C ≈ 2900K-nhiệt độ chuẩn cho đo đạc hệ số tạp âm được định nghĩa bởi IEEE. Những thông số thiết lập ở Noise [1] tab là: - Sweep Type : Point. Phân tích spot noise. - Input frequency = RF frequency. - Frequency: Đây là tần số mà nhiễu được tính toán (tần số IF ở port 2: IF frequency = (RF frequency) – (LO frequency)). Phần mềm sẽ tính toán hệ số tạp âm và nhiệt độ tạp âm tương đương tại đầu ra (tần số IF) của mạch. Vce R Rc R =470 O hm V_ D C VC C Vdc =1.0 V Vce Vce I_ Probe IC C R Rb R =8.2 kOhm L Lif L=200 nH R= Vbe DC _ Bloc k BlkL2 R RL R =1500 Ohm L L1 L=2.83 nH R= P_ 1Tone POR T2 N um=1 Z=50 O hm P=dbmtow(R FPwr) Freq=Frf MHz C C _ LO C =0.5 pF HARM ONIC BALANCE C C s IF C =7.84 pF pb_ mot_ MMBR 941_ 19961020 Q1 C C rf C =105 pF SIMULATIONS D C _ Block BlkL 1 Vout C C pIF C =47 pF Term Term3 N um=2 Z=50 Ohm P_ 1Tone POR T1 N um=3 Z=50 Ohm P=dbmtow(LOPwr) Freq=Flo MH z H armonic Balance H B1 MaxOrder=4 Freq[1]=Flo MH z Freq[2]=Frf MH z Order[1]=7 Order[2]=3 N LN ois eMode=yes FreqForN ois e=Fif MH z N ois eInputPort=1 N ois eOutputPort=2 U s eKrylov=yes SweepVar= Start= Stop= Step= Other=OutVar="R FPwr" OP T IONS Options Options1 Temp=16.85 TopologyC heck=yes V_R elTol=1e-6 V_AbsTol= I_RelTol=1e-6 I_AbsTol= GiveAllWarnings=yes MaxWarnings=10 VARIABLES Var VAR Eqn VAR 1 LOPwr=-10 R FPwr=-50 Frf=1575.42 Flo=1527.68 Fif=Frf- Flo OPTIONS HARMONIC BALANCE HarmonicBalance HB1 MaxOrder=4 Freq[1]=Flo MHz Freq[2]=Frf MHz Order[1]=7 Order[2]=3 NLNoiseMode=yes FreqForNoise=Fif MHz NoiseInputPort=1 NoiseOutputPort=2 UseKrylov=yes SweepVar= Start= Stop= Step= Other=OutVar="RFPwr" Options Options1 Temp=16.85 TopologyCheck=yes V_RelTol=1e-6 V_AbsTol= I_RelTol=1e-6 I_AbsTol= GiveAllWarnings=yes MaxWarnings=10 Kết quả ta thu được hệ số tạp âm là NF= 8.161 dB. noisefreq 47.74 MHz nf(2) te(2) 8.161 1608.768
- Xem thêm -