Đăng ký Đăng nhập
Trang chủ Hiệu quả của mẫu Pilot cho ước lượng kênh truyền dẫn OFDM...

Tài liệu Hiệu quả của mẫu Pilot cho ước lượng kênh truyền dẫn OFDM

.PDF
23
71
125

Mô tả:

Hiệu quả của mẫu Pilot cho ước lượng kênh truyền dẫn OFDM
Hiệu quả của mẫu Pilot cho ước lượng kênh truyền dẫn OFDM Trần Thị Hường Trường Đại học Công nghệ Luận văn Thạc sĩ ngành: Kỹ thuật Điện tử; Mã số: 60 52 70 Người hướng dẫn: TS. Nguyễn Quốc Tuấn Năm bảo vệ: 2012 Abstract: Trình bày kỹ thuật (ghép kênh phân chia theo tần số trực giao) OFDM : các khái niệm cơ bản trong OFDM, nguyên tắc cơ bản của OFDM, tính chất trực giao trong OFDM, nhiễu ISI và ICI, thuật toán FFT/IFFT, các vấn đề kỹ thuật và xây dựng mô hình hệ thống. Ước lượng kênh truyền trong OFDM và hiệu quả của mẫu Pilot: trình bày kỹ thuật ước lượng kênh truyền trong hệ thống OFDM, từ đó đưa ra hiệu quả của mẫu Pilot cho ước lượng kênh. Mô phỏng kết quả: mô phỏng kết quả đạt được của hiệu quả mẫu Pilot cho ước lượng kênh truyền dẫn OFDM và đưa ra hướng phát triển của đề tài trong tương lai. Keywords: Kỹ thuật điện tử; Kỹ thuật truyền tin; Kênh truyền thông tin; Tần số trực giao Content CHƢƠNG 1. KỸ THUẬT OFDM 1.1. Giới thiệu chƣơng Trong hệ thông tin vô tuyến cần thiết phải có sóng mang cao tần để truyền thông tin. Các kỹ thuật điều chế cho phép bố trí dữ liệu trên sóng mang. Các hệ thống thông tin một tần số hạn chế tốc độ dữ liệu và hạn chế về dung lượng. Phương pháp mới để truyền tín hiệu số mà vẫn tiết kiệm được băng tần đó là OFDM. OFDM là kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao. 1.2. Nguyên tắc cơ bản của OFDM 1.2.1. Nguyên tắc cơ bản Trong OFDM chuỗi dữ liệu đầu vào nối tiếp có tốc độ cao (R) được chia thành N chuỗi con song song (1,2,…, N) có tốc độ thấp hơn (R/N). N chuỗi con này được điều chế bởi N sóng mang phụ trực giao, sau đó các sóng mang này được cộng với nhau và được phát lên kênh truyền đồng thời. Hình 1.1. Phổ của tín hiệu FDM và OFDM 1.2.2. Hệ thống OFDM Nhiễu Hình 1.3. Sơ đồ một hệ thống OFDM Ở máy phát, chuỗi dữ liệu nối tiếp qua bộ S/P được biến đổi thành N chuỗi con song song, mỗi chuỗi này qua một bộ điều chế. Ở ngõ ra các bộ điều chế, ta thu được một chuỗi số phức D0, D1, …, DN-1, trong đó Dk = Ak + jBk. Chuỗi số phức này đi vào bộ IFFT: k j 2 n N 1 N 1 j 2f t 1 N  1  Dk .e k n d n  Dk .e  N k 0 N k 0 2 (1.1) Ngõ ra bộ IFFT là các mẫu rời rạc của ký hiệu OFDM trong miền thời gian. 1 y(n)  Re{d[n]}  N 1  N N 1  Re{( A k  jB k ).(cos2f k t n  jsin2f k t n )} k 0 N 1  ( A cos 2f t k k n  Bk sin2f k t n ) (1.2) k 0 Các mẫu y(n) này được chèn thêm khoảng bảo vệ, cho qua bộ biến đổi D/A để trở thành tín hiệu liên tục y(t), được khuếch đại, đưa lên tần số cao rồi phát lên kênh truyền. y (t )  1 N N 1  ( A cos2f t  B sin2f t ) k k k (1.3) k k 0 Trong quá trình truyền, trên các kênh sẽ có các nguồn nhiễu gây ảnh hưởng như nhiễu Gausian trắng cộng AWGN. Ở máy thu, ta làm quá trình ngược lại: Tín hiệu OFDM được đổi tần xuống, biến đổi A/D, loại bỏ khoảng bảo vệ, rồi được đưa vào bộ FFT. Sau đó giải điều chế, biến đổi từ song N 1 song sang nối tiếp để thu lại chuỗi dữ liệu ban đầu Dk    d n.e  j 2 k n N (1.4) n 0 1.3. Tính trực giao Các tín hiệu là trực giao nhau nếu chúng độc lập với nhau. Tính trực giao là một tính chất cho phép nhiều tín hiệu thông tin được truyền và thu tốt trên một kênh truyền chung và không có xuyên nhiễu giữa các tín hiệu này. Một tập các tín hiệu được gọi là trực giao từng đôi một khi thỏa điều kiện. K  Si (t).S j (t)dt  0  * TS i j (1.5) i j với S*(t) là ký hiệu của liên hợp phức S(t). Ts là chu kỳ ký hiệu. K là hằng số.Tập N sóng mang phụ trong kỹ thuật OFDM có biểu thức: k  sin(2 t ) TS f k (t)   0  0  t  TS (1.6) t  (0, TS ) với k = 0, 1, …, N-1 Các sóng mang này có tần số cách đều nhau một khoảng FS  do thỏa điều kiện (1.5).  k   k  Ta xét hai sóng mang Sin  2 1 t  và Sin  2 2 t   T   T  S  S    3 1 và trực giao từng đôi một TS  k1  Sin  2 π TS   0 TS   k t .Sin  2 π 2   T S    1 S t t  t dt   cos2 πk 1  k 2   cos2 πk 1  k 2  dt  0 (1.7)  2 0 TS TS   T Hình 1.4. Phổ của các sóng mang trực giao 1.4. Sử dụng FFT/IFFT trong OFDM Điều bất lợi là một số sóng mang cần có một máy phát sóng sin, một bộ điều chế và giải điều chế của riêng nó, điều này là không thể chấp nhận được khi số sóng mang phụ rất lớn đối với việc thi công hệ thống. Giả sử tín hiệu x(n) có chiều dài là N (n = 0,1, 2, …, N-1). Công thức của phép biến đổi DFT là N 1 X ( k )   x ( n)e  j 2 kn N , k = 0, 1, …, N-1 (1.8) n 0 - Công thức của phép biến đổi IDFT là x ( n)  N 1 1 N  X ( k )e j 2 kn N , k = 0, 1, …, N-1 k 0 (1.9) 1.5. Nhiễu giao thoa ký tự và nhiễu giao thoa sóng mang 1.5.1. Khái niệm Trong môi trường đa đường, ký tự phát đến đầu vào máy thu với các khoảng thời gian khác nhau thông qua nhiều đường khác nhau. Sự mở rộng của chu kỳ ký tự gây ra sự chồng lấn giữa ký tự hiện thời với ký tự trước đó và kết quả là có nhiễu liên ký tự (ISI). Nhiễu gây ra bởi ký tự trên sóng mang kế cận được xem là nhiễu xuyên kênh (ICI). ICI xảy ra khi kênh đa đường khác nhau trên thời gian ký tự OFDM. Dịch Doppler trên mỗi thành phần đa đường gây ra bù tần số trên mỗi sóng mang. 4 1.5.2 Phƣơng pháp chống nhiễu liên ký hiệu Hình 1.7. Ảnh hưởng của ISI Hình 1.7 cho ta thấy một ký hiệu và phiên bản trễ của nó. Chính thành phần trễ này gây ra nhiễu ảnh hưởng đến phần đầu của ký hiệu tiếp theo. Đây chính là nhiễu liên ký hiệu ISI. 1.6. Hoạt động của kênh vô tuyến 1.6.1. Tổng quan Trên thực tế, sóng vô tuyến truyền từ trạm phát (BS: base station) đến đầu thu di động (MS: mobile station) sẽ chịu tác động của rất nhiều yếu tố của môi trường làm cho biên độ của tín hiệu thay đổi, hiện tượng này gọi là hiện tượng fading. Nếu đầu thu không đứng yên mà chuyển động có vận tốc tương đối với BS thì sẽ xảy ra hiện tượng Doppler, độ dịch chuyển tần số cho bởi: f D  f Dmaxcos( ) ,với f Dmax v fc c Hình 1.11. Mô hình kênh truyền 1.6.2 Hiệu ứng đa đƣờng  Rayleigh fading 5 Phân bố Rayleigh được sử dụng để mô tả thời gian thống kê của công suất tín hiệu thu. Nó mô tả xác suất của mức tín hiệu thu được do fading. Bảng 1.1 chỉ ra xác suất của mức tín hiệu đối với phân bố Rayleigh.  Fading lựa chọn tần số Trong bất kỳ đường truyền vô tuyến nào, đáp ứng phổ không bằng phẳng do có sóng phản xạ đến đầu vào máy thu. Sự phản xạ có thể dẫn đến hiện tượng đa đường và làm suy giảm công suất tín hiệu.  Trải trễ Trải trễ là thời gian trễ giữa tín hiệu đi thẳng và tín hiệu phản xạ cuối cùng đến đầu vào máy thu. Hình 1.15. Trải trễ đa đường 1.6.3 Dịch tần Doppler Khi nguồn tín hiệu bên phát và bên thu chuyển động tương đối với nhau, tần số tín hiệu thu không giống bên phía phát. Khi chúng di chuyển lại gần nhau thì tần số nhận được lớn hơn tần số tín hiệu phát, và ngược lại khi chúng di chuyển ra xa nhau thì tần số tín hiệu thu được là giảm xuống. Đây gọi là hiệu ứng Doppler. 1.6.4. Nhiễu AWGN Nhiễu AWGN tồn tại trong tất cả các hệ thống truyền dẫn. Các nguồn nhiễu chủ yếu là nhiễu nền nhiệt, nhiễu điện từ các bộ khuếch đại bên thu, và nhiễu liên ô. Các loại nhiễu này có thể gây ra nhiễu liên kí tự ISI, nhiễu liên sóng mang ICI. Nhiễu này làm giảm tỉ số tín hiệu trên nhiễu SNR, giảm hiệu quả sử dụng phổ của hệ thống. 1.7. Các vấn đề kỹ thuật trong OFDM - OFDM là giải pháp kỹ thuật rất thích hợp cho truyền dẫn vô tuyến tốc độ cao. Tuy nhiên, để có thể đem áp dụng vào các hệ thống, có ba vấn đề cần phải giải quyết khi thực hiện hệ thống sử dụng OFDM: + Ước lượng tham số kênh. + Đồng bộ sóng mang + Giảm tỉ số công suất tương đối cực đại PAPR 6 1.7.1. Ƣớc lƣợng tham số kênh Ước lượng kênh (Channel estimation) trong hệ thống OFDM là xác định hàm truyền đạt của các kênh con và thời gian để thực hiện giải điều chế bên thu khi bên phát sử dụng kiểu điều chế kết hợp. Để ước lượng kênh, phương pháp phổ biến hiện nay là dùng tín hiệu dẫn đường (PSAM-Pilot signal assisted Modulation). Có hai vấn đề chính được quan tâm khi sử dụng PSAM : - Vấn đề thứ nhất là lựa chọn tín hiệu pilot - Vấn đề thứ hai là việc thiết kế bộ ước lượng kênh. 1.7.2 Đồng bộ trong OFDM Đồng bộ là một trong những vấn đề đang rất được quan tâm trong kỹ thuật OFDM bởi nó có ý nghĩa quyết định đến khả năng cải thiện các nhược điểm của OFDM. Có ba loại đồng bộ khác nhau là : Đồng bộ ký tự, đồng bộ tần số sóng mang, và đồng bộ tần số lấy mẫu. 1.8. Ƣu khuyết điểm của OFDM 1.8.1. Ƣu điểm - Tăng hiệu quả sử dụng băng thông. - Bền vững với fading chọn lọc tần số do các ký hiệu có băng thông hẹp nên mỗi sóng mang phụ chỉ chịu fading phẳng. - Chống được nhiễu liên ký hiệu ISI do chu kỳ ký hiệu dài hơn cùng với việc chèn thêm khoảng bảo vệ cho mỗi ký hiệu OFDM. - Sự phức tạp của máy phát và máy thu giảm đáng kể nhờ sử dụng FFT và IFFT. - Có thể truyền dữ liệu tốc độ cao. 1.8.2. Khuyết điểm - Nhạy với offset tần số - Tại máy thu, sẽ rất khó khăn trong việc quyết định vị trí định thời tối ưu để giảm ảnh hưởng của ICI và ISI. - Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR (Peak to Average Power Ratio) là lớn 7 1.9. Ứng dụng OFDM cho mạng 4G 1.9.1. Lộ trình tiến lên 4G Hình 1.16. Lộ trình tiến lên 4G. 1.9.2. Các hệ thống thông tin di động hiện đại WCDMA/HSDPA/HSUPA - WCDMA được phát triển bởi NTT DOCOMO và ETSI như giao diện vô tuyến 3G. - Đặc điểm WCDMA: Dải thông 5MHz, tốc độ chíp 3,84Mcps; hệ số trải phổ biến đổi và kết nối đa mã, tốc độ dữ liệu thay đổi trong phạm vi rộng. 1.9.3. Tƣơng lai phát triển của OFDM Hình 1.17. Tương lai phát triển của OFDM. Các giải pháp cho 4G  Đa truy nhập: OFDMA (DL), MC-CDMA, SC-FDMA (UL)  Điều chế và mã thích nghi (AMC)  ARQ lai (H-ARQ)  Song công lai (FDD/TDD)  MIMO 8 1.10. Tổng kết chƣơng Trong chương này đã trình bày khá chi tiết về kỹ thuật OFDM, đồng thời cũng phân tích các vấn đề kỹ thuật ảnh hưởng đến chỉ tiêu chất lượng hệ thống sử dụng OFDM. CHƢƠNG 2. ƢỚC LƢỢNG KÊNH TRUYỀN TRONG OFDM VÀ HIỆU QUẢ CỦA MẪU PILOT 2.1. Giới thiệu chung OFDM là giải pháp kỹ thuật rất thích hợp cho truyền dẫn vô tuyến tốc độ cao. Tuy nhiên, để có thể đem áp dụng vào các hệ thống, có ba vấn đề cần phải giải quyết khi thực hiện hệ thống sử dụng OFDM: + Ước lượng tham số kênh. + Đồng bộ sóng mang + Giảm tỉ số công suất tương đối cực đại PAPR(Peak to Average Power Ratio) 2.2. Ƣớc lƣợng và cân bằng kênh 2.2.1. Giới thiệu Kênh suy hao theo tần số chọn lọc và thay đổi theo thời gian là một thách thức đối với người thiết kế hệ thống truyền thông không dây. Việc nhận một tín hiệu đa sóng mang như OFDM phải thực hiện một vai trò kép đó là ước lượng kênh và cân bằng kênh. 2.2.2. Ƣớc lƣợng kênh Trong liên kết đa sóng mang, các bit điều chế được phân bổ trong suốt thời gian truyền thông qua sự tác động của kênh truyền. Kênh truyền sinh ra sự dịch chuyển biên độ và pha của tín hiệu điều chế do đặc tính thay đổi theo thời gian và tần số chọn lọc của kênh truyền vô tuyến. 2.2.3. Cân bằng cho hệ thống OFDM Trong hệ thống OFDM, dữ liệu ngõ vào thực hiện điều biến để tạo thành tín hiệu dải gốc ở dạng phức sẽ được chuyển từ nối tiếp thành N luồng song song tạo thành symbol OFDM. Ta chuyển symbol OFDM thành tín hiệu OFDM bằng phép biến đổi IFFT. Tín hiệu OFDM s(t) được truyền qua kênh truyền có đáp ứng xung h(t), ở đầu thu ta nhận được r(t). Trong trường hợp có nhiễu AWGN n(t), ta có: r(t)=h(t)*s(t)+n(t) Tương ứng trong miền tần số, ta có: R(f)=H(f).S(f)+N(f) Việc thêm cyclic prefix có thể giải quyết được vấn đề đồng bộ các symbol OFDM. 2.3. Các phƣơng pháp ƣớc lƣợng kênh Có 3 phương pháp chính để thực hiện ước lượng kênh: 9 2.3.1. Ƣớc lƣợng kênh dùng tín hiệu Pilot (Pilot-Aided Channel Estimation - PACE) Tại bên phát, thực hiện chèn tín hiệu đã biết (hoa tiêu) vào khung tín hiệu OFDM với khoảng cách nhất định trong miền thời gian, tần số. Tại bên thu, tín hiệu lấy mẫu tương ứng với các điểm chèn hoa tiêu cho phép đánh giá kênh truyền hệ thống tại vị trí ấy. 2.3.2. Ƣớc lƣợng kênh đệ quy (Decision-Directed Channel Estimation - DDCE) Phương pháp này cũng chèn tín hiệu dạng hoa tiêu nhưng ít hơn. Tín hiệu đã biết (hoa tiêu hay chuỗi huấn luyện) chỉ chèn tại đầu mỗi khung. Tại bên thu, dựa vào chuỗi huấn luyện đó để biết thông tin kênh tạm thời. Ban đầu tín hiệu được quyết định thông qua thông tin kênh tạm thời, sau đó cả thông tin về tín hiệu vừa được xử lý này lại tham gia vào việc quyết định tín hiệu sau... Khi tín hiệu lặp lại quá nhiều, tốc độ xử lý chung sẽ giảm đi, khó có thể áp dụng cho những ứng dụng đòi hỏi thời gian thực khi mà khung dữ liệu quá lớn. 2.3.3. Ƣớc lƣợng kênh bằng phƣơng pháp mù (Blind/Semi-Blind Channel Estimation BCE) Đây là phương pháp không sử dụng việc chèn tín hiệu đã biết tại bên phát. Quyết định tín hiệu chỉ dựa vào thông tin của tín hiệu thu. Phương pháp này tuy có tốc độ truyền tin cao (do không chèn thêm tín hiệu hoa tiêu) nhưng tốc độ xử lý tại bên thu thấp và chất lượng quyết định không cao bằng 2 phương pháp trên. Trong ba phương pháp này thì phương pháp sử dụng pilot cho tín tín tốt nhất vì vậy sau đây sẽ đi sâu vào nghiên cứu phương pháp sử dụng Pilot 2.4. Phƣơng pháp sử dụng pilot Ở đầu thu, các giá trị pilot được cung cấp cho bộ ước lượng kênh truyền, từ giá trị nhận được và giá trị gốc của pilot ta tính được tác động của kênh truyền tại các vị trí pilot và nội suy ra toàn bộ đáp ứng tần số của kênh truyền cho cả symbol. Sau đó, từ tín hiệu nhận được và đáp ứng kênh truyền ta khôi phục lại symbol OFDM gốc. Pilot có thể chèn cùng với dữ liệu có ích ở cả miền tần số và miền thời gian như trình bày ở hình sau. Tuy nhiên, khoảng cách giữa hai pilot phải tuân theo luật lấy mẫu ở cả miền tần số và miền thời gian. 10 Hình 2.2. Các pilot trong miền thời gian và tần số Sự thay đổi kênh truyền ở miền tần số phụ thuộc vào thời gian trễ truyền dẫn lớn nhất của kênh  max . Gọi rf là tỉ số lấy mẫu ở miền tần số, f là khoảng cách giữa hai sóng mang con, khoảng cách giữa hai pilot phải thoả điều kiện sau đây: rf  1 1 D f f max Tỷ số lấy mẫu tối thiểu ở miền tần số r f =1. Khi rf<1 thì kênh truyền không được khôi phục hoàn toàn thông qua pilot. Tương tự như ở miền tần số, khoảng cách giữa hai pilot phải thoả biểu thức rt  1 1 2 f Dmax Dt (TS   G ) với f D max là tần số tối đa gây ra bởi hiệu ứng Doppler Tại đầu thu, khi nhận được R(f) , các vị trí tương ứng với các pilot sẽ được trích ra, ta có: RPilot ( f )  S pilot ( f ).H pilot ( f )  N (t ) Tạm bỏ qua tác động của nhiễu AWGN, ta có RPilot ( f )  S pilot ( f ).H pilot ( f ) Từ đó suy ra đáp ứng tần số của kênh truyền tại các vị trí tương ứng với các pilot H pilot ( f )  R pilot ( f ) S pilot ( f ) Từ H pilot ( f ) , toàn bộ đáp ứng H(f) của kênh truyền có thể được suy ra bằng rất nhiều cách khác nhau như: nội suy tuyến tính, nội suy dùng đa thức, sử dụng lọc Wiener-Hop, hoặc nhiều thuật toán mang tính thống kê phức tạp khác. Trong phần này ta sẽ khảo sát một vài kỹ thuật ước lượng kênh. Đặt các t f pilot cách nhau một khoảng thời gian N p và cách nhau một khoảng N p N tp  1 Bd Tsymb N pf  1 f  11 với f là độ rộng băng thông của sóng mang, T symb là thời gian truyền ký hiệu. Sau khi chèn các pilot một cách đều đặn vào sóng mang hoặc chèn vào luồng dữ liệu, khối IDFT được sử dụng để chuyển luồng dữ liệu có chiều dài N {X[k]} từ miền tần số sang miền thời gian {x[n]} theo phương trình: N 1 x(n)  IDFT X (k )   X (n)e j 2 kn N n=0,1,2,…,N-1 k 0 y f (n)  x f (n)  h(n)  w(n) Tín hiệu nhận được cho bởi phương trình Ở đây w(n) là nhiễu Gausse trắng và h(n) là đáp ứng xung của kênh. Đáp ứng xung của kênh có thể được mô tả bởi phương trình j 2  j DiTn h ( n )   hi e N  i 0 r 1 (  i ) 0 n N 1 r là tổng tất cả các đường truyền, hi là đáp ứng xung phức của kênh truyền thứ I, fDi là độ dịch chuyển tần số Doppler của kênh truyền thứ i,   là chỉ số  i i là trì hoãn kênh truyền thứ i được chuẩn hóa bởi thời gian lấy mẫu. Tại đầu nhận sau trì hoãn. T là chu kỳ mẫu và khi qua bộ chuyển đổi rời rạc thời gian A/D và lọc thông thấp, khoảng bảo vệ đuợc loại bỏ.  N g  n  N 1 y ( n) y ( n)  y f ( n  N g ) n  0,1,2,..., N  1 Sau đó y(n) được gửi đến khối DFT cho các thao tác tiếp theo. 1 y (k )  DFT y (n)  N N 1  y ( n)e  j 2 kn N n 0 Giả sử rằng không có hiện tượng ISI thì mối liên hệ giữa Y(k) và H(k)=DFT{h(n)}, (I(k) là ICI do hiện tượng Doppler) và W(k)= DFT{w[n]} được cho bởi phương trình Y(k)=X(k)H(k)+I(k)+ W(k) Trong đó r 1 H ( k )   hi e i 0 jf DiT  sin(f DiT )  j 2N  i k e f DiT 12 j 2 ( f r 1 N 1 T k  K ) Di j hi X(K) 1e I ( k ) e 2 N j ( f D T k  K ) i 0 K 0 i 1e N K k  2 i K N Sau khối DFT tín hiệu pilot được tách ra và ước lượng kênh He(k) được sử dụng cho việc ước lượng ký hiệu tiếp theo. Ước lượng ký hiệu được cho bởi phương trình Xe  Y (k ) H e (k ) k  0,1,..., N  1 Sau cùng tín hiệu ước lượng được giải điều chế để trở thành luồng thông tin nhị phân như ban đầu. 2.4.1. Sắp xếp các nhóm pilot Ước lượng kênh dựa vào các khối pilot đã được phát triển dưới giả thiết là kênh truyền suy hao chậm, Ước lượng kênh dựa vào các pilot sắp xếp như vậy có thể dựa trên thuật toán bình phương tối thiểu (LS) hoặc căn bậc hai của trị trung bình nhỏ nhất MMSE. Đối với MMSE tín hiệu nhận sẽ là: RYY  EYY   XFRhh F H X H   2 I N RYY là ma trận phương sai của Y, Rhh là ma trận phương sai của h và  2 là phương sai của nhiễu E{|W(k)|} Trái lại ước lượng LS là cực tiểu hóa sai biệt giữa giá trị nhận và giá trị được ước lượng. Vì thế LS sẽ cực tiểu giá trị (Y  XFh ) H (Y  XFh ) Kênh được ước lượng trong LS được cho bởi biểu thức H LS  X 1Y 2.4.2. Ƣớc lƣợng kênh có quyết định hồi tiếp Đáp ứng kênh cho sóng mang thứ k ước lượng từ ký hiệu trước {H e(k)} được sử dụng để tìm uớc lượng cho ký hiệu phát tiếp theo {Xe(k)}. X e (k )  Y (k ) H e (k ) k  0,1,..., N  1 2.4.3. Sắp xếp pilot theo hình răng lƣợc Ước lượng kênh dựa trên pilot hình răng lược đã được đề xuất sử dụng 13 cân bằng kênh khi sự thay đổi của kênh xảy ra trong một ký hiệu của tín hiệu đa sóng mang OFDM. Loại ước lượng này bao gồm các thuật toán ước lượng kênh thông qua tần số của chuỗi pilot và nội suy kênh. Ước lượng kênh ở các tần số pilot dựa trên sóng pilot hình lược có thể sử dụng thuật toán LS, MMSE hoặc LMS. Một số tài liệu chứng tỏ rằng MMSE thực hiện tốt hơn so với LS, tính phức tạp của MMSE đươc giảm bớt bằng cách sử dụng phép sử dụng ước lượng hạng thấp tối ưu và phân tích trị riêng trong đại số tuyến tính. Hình 2.5. Pilot đươc sắp xếp một cách đều đặn theo hình răng lược Trong ước lượng kênh dựa trên pilot hình lược tín hiệu pilot NP được chèn một cách đều đặn vào luồng dữ liệu X(k) theo phương trình X(k)  X(mL  l) x p (m)   Data ,l  0 ,1  1,2,..., L  1 Với L =(số sóng mang /Np) và xp(m) là giá trị pilot thứ m. Ta định nghĩa {H p(k), k=0,1,..,Np} là đáp ứng tần số của kênh tại các vị trí của sóng mang pilot. Ước lượng kênh dựa trên sóng mang pilot được cho bởi biểu thức H e (k )  Yp Xp k  0,1,..., N p  1 Với Yp(k) và Xp(k) là đầu ra và đầu vào của sóng mang pilot thứ k. 2.4.5. Kỹ thuật nội suy Ước lượng dựa trên pilot hình lược một kỹ thuật nội suy hiệu quả cần thiết để ước lượng kênh trong miền thời gian hoặc tần số. Các sóng mang pilot có thể được chèn vào trong một ký hiệu hoặc giữa các ký hiệu. Giá trị pilot ước lượng được liên kết lại theo một trật tự để lấy giá trị ước lượng cho giá trị của dữ liệu. Các kỹ thuật sau đây thực hiện nội suy trong một ký hiệu nhưng cũng có thể áp dụng giữa các ký hiệu. 2.4.6. Nội suy thông thấp Nội suy thông thấp thực hiện bằng cách chèn 0 vào trong luồng dữ liệu 14 nguyên thủy rồi sau đó áp dụng lọc thông thấp có đáp ứng hữu hạn FIR, lọc này cho phép luồng dữ liệu nguyên thủy truyền qua nhưng không thay đổi. Sau đó nội suy giữa chúng theo cách giống như trung bình căn bậc hai của lỗi giữa các điểm nội suy và giá trị lý tưởng của chúng được cực tiểu. 2.4.7. Nội suy trong miền thời gian Nội suy trong miền thời gian là giải phép nội suy với độ phân giải cao dựa trên phương pháp chèn 0 và biến đổi IDFT/FFT. Sau khi thu được một ước lượng kênh{Hp(k), k=0,1,…,Np-1}, đầu tiên nó được chuyển sang miền thời gian bằng phép biến đổi IDFT: G ( n)  N p 1 H k 0 p ( n )e  j 2N kn , n  0,1,..., N p  1 p 2.5. Ƣớc lƣợng kênh sử dụng bộ lọc 2.5.1. Ƣớc lƣợng kênh sử dụng bộ lọc 2D Ước lượng kênh sẽ gồm 2 bước: ước lượng kênh tại các vị tiêu và ước lượng kênh trên toàn bộ các vị trí còn lại trong khung. ~ H ( n' , k ' )  y ( n' , k ' ) W ( n' , k ' )  H (n' , k ' )  x ( n' , k ' ) x ( n' , k ' ) (2.5.1) Tại các vị trí còn lại của kênh, đáp ứng tần số của kênh được xác định bằng cách sử dụng các giá trị đã được ước lượng của kênh tại vị trí tín hiệu hoa tiêu đưa qua bộ lọc 2 chiều (2D):  H (n, k )  ~  c(n' , k ' , n, k ) H (n' , k ' ) ( n ',k ')Vn ,k (2.5.2) Trong đó, c(n’,k’,n,k) là đáp ứng xung của bộ lọc 2 chiều, Vn,k là tập hợp các vị trí tín hiệu hoa tiêu được sử dụng để ước lượng đáp ứng kênh ở vị trí (n,k). Trên thực tế, để giảm lượng phép tính phải thực hiện trong ước lượng, người ta chỉ sử dụng một phần trong toàn bộ đáp ứng kênh tương ứng với các vị trí chèn ký hiệu hoa tiêu. Gọi số phần tử trong Vn,k là Ntạp. Khi đó: N tap  N grid  Nc   N s       D f   Dt    với Ngrid là số vị trí chèn tín hiệu hoa tiêu trong một khung OFDM. 15 (2.5.3) Vấn đề đặt ra với ước lượng kênh là xác định các hệ số của bộ lọc sao cho xác suất sai lệch ước lượng kênh là nhỏ nhất. Xác suất sai lệch ước lượng kênh được xác định thông qua hàm bình phương sai lệch trung bình: 2       E  H (n, k )  H (n, k )      MSEn,k (2.5.4) Các hệ số bộ lọc được xác định theo nguyên lý trực giao: ~     * E  H (n, k )  H (n, k ) H (n", k" )  0,    (n", k" )  Vn,k (2.5.5) Thế (2.5.4) vào (2.5.5) thu được phương trình sau với ∀(n” ,k”) ∈ V(n,k) ~ ~   ~  * E H (n, k ) H (n" , k " )   c(n' , k ' , n, k ) E H (n' , k ' ) H * (n" , k " )   ( n ',k ')Vn ,k   (2.5.6) Từ giả thiết tạp âm trong biểu thức (2.5.1) có giá trị ngẫu nhiên với kỳ vọng bằng 0 và độc lập với vị trí (n,k) suy ra: ~   E H (n, k ) H * (n", k " )  E H (n, k ) H * (n", k " )     (n  n", k  k " )   ' (2.5.7) " " trong đó  (n  n , k  k ) là hàm tương quan rời rạc trên miền thời gian - tần số của đáp ứng kênh. Mặt khác: ~ ~  E H (n, k ) H * (n", k " )  E H (n, k ) H * (n", k " )     (n  n", k  k " )   16 ~ ~  E  H (n' , k ' ) H (n" , k " )    W ( n' , k ' )   * W * (n" , k " )    E  H ( n' , k ' )     H (n" , k " )  * x ( n' , k ' )   x (n" , k " )    W (n' , k ' )W * (n" , k " )   E H (n' , k ' ) H (n" , k " )  E   x(n' , k ' ) x * (n" , k " )    *        E W (n' , k ' )W (n" , k " )  E  H (n' , k ' ) H * (n" , k " )  *   E x(n' , k ' ) x (n" , k " ) ~ * (2.5.8)   (n'n" , k 'k " )   2 (n'n" , k 'k " ) Thay biểu thức (2.5.7), (2.5.8) vào (2.5.6) và biểu diễn cho tất cả các giá trị của (n",k") ∈ V(n,k) và sử dụng biểu diễn véctơ sẽ thu được: T (n, k )  c T (n, k ) (2.5.10) Từ biểu thức (2.5.10) ta suy ra hệ số bộ lọc ước lượng kênh tối ưu tương ứng với mỗi vị trí (n,k) được xác định bằng: cT (n, k )  T (n, k )1 (2.5.11) 2.5.2 Ƣớc lƣợng kênh sử dụng bộ lọc 2x1D. Sử dụng 2 bộ lọc 1 chiều tương ứng với việc ước lượng theo 2 hướng: thời gian và tần số. Hình 2.6. Ước lượng kênh Pilot 2x1D 17 Thực chất, phương pháp sử dụng 2 bộ lọc 1 chiều gồm 2 bước ước lượng: Bước 1: Sử ~( f ) dụng tham số bộ lọc 1D theo miền tần c (k ) để ước lượng kênh:  H (n, k )  ~( f ) ~ c (k ) h(n' ) (2.5.12) ~( f ) Véctơ hệ số bộ lọc c (k ) chỉ phụ thuộc tần số k và được xác định theo biểu thức ~ (2.5.4), trong đó bỏ qua thành phần thời gian n. Véctơ h(n' ) có độ dài không lớn hơn số tín hiệu hoa tiêu trên một cột  NS     Dt  Việc ước lượng theo biểu thức (2.5.12) được thực hiện tại  NC     Dt  N cột có tín hiệu hoa tiêu trong một khung OFDM. ~(t ) Bước 2: Sử dụng tham số bộ lọc 1D theo thời gian   (t ) H (n, k )  H (n, k )  ~( t ) c ( n) để ước lượng kênh: ~ c (k )h ( f ) (k ) (2.5.13) Biểu thức (2.5.13) cho thấy việc ước lượng kênh theo miền thời gian dựa trên những đáp ứng kênh đã ước lượng theo miền tần số. Từ đây, các dữ liệu theo từng hàng được ước lượng dựa vào đáp ứng kênh đã biết. 2.5.3. Kỹ thuật ƣớc lƣợng kênh một chiều (1D) Kỹ thuật ước lượng kênh một chiều (1D) cho hệ thống OFDM có thể phân thành 2 loại cơ bản sau: (a) Bình phương tối thiểu (LS - Least-Squared) (b) Tối thiểu sai lỗi trung bình bình phương (MMSE - Minimum Mean Squared Error) Bộ ước lượng LS có độ phức tạp thấp, chỉ dựa vào tín hiệu hoa tiêu mà không tính đến tính tương quan giữa các kênh truyền. Do vậy phương pháp này bị sai lỗi trung bình bình phương (MSE) cao, đặc biệt trong vùng có tỷ lệ SNR thấp. Trong khi đó, bộ ước lượng theo phương pháp MMSE vừa dựa trên tín hiệu hoa tiêu vừa tính đến những thống kê trên miền thời gian của kênh, nên sai lỗi MSE sẽ nhỏ hơn nhiều. 18 Nhưng phương pháp MMSE lại có độ phức tạp cao. Phương pháp ước lượng LS xác định hàm truyền như trong phương trình (2.5.1) đã biết ở trên. Sau đây ta xem xét phương pháp ước lượng MMSE và trong phần mô phỏng ta sẽ so sánh 2 phương pháp này. Nếu áp dụng định luật bình phương sai lệch bé nhất (MMSE), tham số ma trận C sẽ được xác sao cho hàm trung bình sai lệch ước lượng sau đây là nhỏ nhất:    MSE (C )  E  H  H   2      (2.5.15) Để giải bài toán MMSE, áp dụng nguyên lý trực giao: ~    E ( H  H ) H H   0   Thế biểu thức (2.5.14) vào (2.5.15) ta thu được: ~ ~   ~  CE H H H   E H H H      Để tính được C ta sẽ khai triển các đại lượng  ~ ~ H  ~ H E  H H  và E  H H      ~ ~ ~    E H H H   E H ( H  W) H       E HH H   f   (2.5.16) (2.5.17) với Θf(n) là ma trận tương quan miền tần số của đáp ứng kênh Từ đó, đáp ứng kênh sẽ được ước lượng bằng:  ~ H   f ( f  I Nc ) H 1 (2.5.18) 2.6. Kết luận Kỹ thuật ước lượng kênh sử dụng mẫu Pilot đem lại hiểu quả cao và kết quả đó được thể hiện rõ trong phần mô phỏng ở chương 3 19 CHƢƠNG III. MÔ PHỎNG KẾT QUẢ 3.1. Giới thiệu Để đánh giá được chất lượng của ước lượng kênh sử dụng mẫu Pilot, ta sẽ mô phỏng, đánh giá chất lượng của hệ thống này thông qua giản đồ chòm sao của tín hiệu 16-QAM và đường liên hệ tỷ lệ bít lỗi BER - tỷ số tín trên tạp âm SNR của kênh truyền khi không ước lượng kênh và khi ước lượng kênh sử dụng mẫu Pilot. 3.2. Kết quả mô phỏng  Giản đồ chòm sao của tín hiệu 16-QAM Hình 3.1. Giản đồ chòm sao với hệ thống OFDM 20
- Xem thêm -

Tài liệu liên quan